Лекция 18. Обеспечение и стабилизация режима работы

↑

▷ Содержание

⇐ ПредыдущаяСтр 25 из 35Следующая ⇒

усилительного элемента по постоянному току (Занятие 2.1.2 ).

Вопросы:

1. Режим работы усилительного элемента.

2. Цепи подачи смещения.

 3. Стабилизация рабочей точки биполярных транзисторов.

Вопрос 1. Режим работы усилительного элемента.

Различают активный и ключевой режимы работы усилительного элемента (УЭ). Активный режим используется в АЭУ и соответствует определенному постоянному напряжению или току на управляющем электроде. Это постоянное напряжение называется смещением.

Режим работы УЭ при отсутствии сигнала на его входе называют режимом по постоянному току. В некоторых учебниках этот режим называют статическим или режимом покоя. В этом случае в цепях УЭ протекают только постоянные составляющие токов, определяемые рабочей точкой или точкой покоя. Рабочая точка соответствует заданному смещению.

При наличии U _вх входного сигнала в цепях УЭ появляются переменные составляющие токов и напряжений, что соответствует режиму по переменному току. Последний различается на режим слабого сигнала (предварительные каскады), когда входной сигнал мал, и режим сильного сигнала (выходной каскад), когда на входе большая амплитуда усиливаемого сигнала.

Режим сильного сигнала в свою очередь подразделяется на режимы А, В, АВ и С.

В режиме А рабочая точка выбирается на середине линейного участка проходной характеристики. При этом ток выходной цепи протекает без отсечки (рис.1.1. а). Ток покоя I₀   превышает амплитуду выходного тока I_твых.

Рисунок 1.1 - Работа усилительного элемента:

а – в режиме А; б – в режиме В

Преимуществом режима А является малый коэффициент нелиней­ных искажений, так как рабочая область характеристики располагается на линейном участке. Недостатком режима А является большой ток , т. е. большое потребление энергии от источника питания, что опре­деляет незначительный коэффициент полезного действия

η = P _вых / P _0,

где P ₀ = EI ₀ - потребляемая мощность.

В режиме В рабочая точка выбирается на изгибе проходной характеристики. Ток в выходной цепи существует в течение половины периода, т.е. в режиме В имеет место отсечка выходного тока (рис.1.1.б).

При идеальном режиме В угол отсечки 90°. Ток покоя близок к нулю. Однако в действительности из-за нелинейной характе­ристики транзистора I _о оказывается равным 8–10% I_max. Угол отсечки нес­колько превышает 90°. Преимуществом режима В является высокий кпд, недостатком - большой коэффициент нелинейных искажений. Режим В при­меняется в усилителях мощности по двухтактной или симметричной схеме.

Режим С характеризуется углом отсечки меньше 90°, еще большим кпд. Он используется в радиопередающих устройствах.

Ключевым режимом или режимом Д называют такой режим работы усилительного элемента, при котором он во время работы находится только в двух состояниях: в полностью закрытом, когда ток в его выходной цепи отсутствует, или полностью открытом, когда падение напряжения между выходными электродами близко к нулю. В режиме Д можно получить высокий КПД. Ключевой режим применяется в импульсных и цифровых устройствах.

Вопрос 2. Цепи подачи смещения.

Подача смещения может быть реализована с помощью дополнительного источника питания E _см. Этот способ практически не используется, так как применение двух источников питания нерационально.

Рассмотрим способы подачи смещения в каскадах на биполярных транзисторах. Для установления необходимого рабочего режима на

базу р-n-р транзистора относительно эмиттера нужно подать небольшое отрицательное смещение (0,05-0,5 В). Это смещение желательно получить от источника E _к, чтобы исключить второй источник питания.

Рисунок 2.1 - Схемы подачи смещения: а – фиксированным током; б – фиксированным напряжением.

Первый способ подачи смещения фиксиро­ванным током базы при помощи гасящего сопротивления R 1 показан на рис.2.1, а. R 1 и   образуют делитель напряжения, причем R 1>> r _эб. Следовательно, ток смещения  в цепи базы определяет­ся только номиналом R 1

I _б0 =Е_к/ R 1.

Этот постоянный ток является смещением. Если смещение необходимо выразить напряжением, то оно определяется как па­дение напряжения U _см = I _бо r _{эб .}

Схема проста (мало элементов), однако имеет следующий недос­таток: при смене транзистора требуется индивидуальный подбор R 1. Кроме того, изменение обратного тока сильно влияет на режим работы.

Смещение фиксированным напряжением (рис.2.1,б) достигается с помощью делителя R 1 R 2. Для того, чтобы  было постоянным и оп­ределялось только падением напряжения на R 2, делитель R 1 R 2 дол­жен быть низкоомным, т.е. R 2<< r _эб.

В этом случае изменение  при замене транзисторов почти не влияет на общее сопротивление , так как параллельное соединение определяется наименьшим сопротивлением R 2. Следовательно, напряжение смещения определяется , где ток делителя I _д = Е/(R 1 + R 2).

Сопротивления R 1 и R 2 в такой схеме можно рассчитать по следующим формулам:

Этот способ не экономичен, однако находит широкое применение, так как  остается постоянным при замене транзистора и измене­нии температуры.

Вопрос 3. Стабилизация рабочей точки биполярных транзисторов.

Как известно, все параметры биполярного транзистора имеют сильную температурную зависимости. Если не предусмотреть специальные схемы ста­билизации, то рабочая точка в зависимости от температуры будет передвигаться, что может привести к выходу ее за пределы рабочей области характеристики. Так, например, обратный ток коллектора в сильной степени зависит от окружающей температуры: ,

где А - коэффициент, зависящий от технологии производства транзистора.

При увеличении температуры на 10°С  увеличивается в два раза. Такое явление вызывает изменение коллекторного тока  и режима работы. Изменение  также может быть вызвано изменением коэффициента усиления и изменением питающих напряжений во времени. Широкое применение находят коллекторная и эмиттерная схемы стабилизации режимов работы транзисторов. Надо отметить, что все схемы стабилизации реализованы с использованием отрица­тельной обратной связи по постоянному току. В схеме коллекторной стабилизации (рис.3.1., а) ток смещения  зависит от потенциала коллектора U _к0, который определяется U _к0 = Е- I _к R _н. Если увеличится , то уменьшается ток смешения I _б0 =(Е- I _к R _н)/ R 1, что приводит к снижению . Процесс автома­тического управления при уменьшении тока коллектора происходит обратным образом. Принцип действия коллекторной стабилизации ос­нован на применении отрицательной обратной связи по напряжению.

Коллекторная стабилизация в случае подачи смещения с помощью делителя объясняется следующим образом: I _д = (Е- I _к R _н)/(R 1 + R 2); U _см = I _д R 2

Рисунок 3.1 - Схемы коллекторной стабилизации рабочей точки.

При повышении температуры увеличивается ток коллектора, следовательно, возрастает падение напряжения на сопротивлении нагрузки, вследствие чего уменьшается потенциал коллектора. Это приводит к уменьшению напряжения смещения, следовательно, к уменьшению тока коллектора.

Более высокую стабильность рабочей точки обеспечивает наибо­лее распространенная схема эмиттерной стабилизации (рис. 3.2.).

Напряжение смещения в этой схеме равняется . Принцип действия эмиттерной стабилизации состоит в следующем. До­пустим, за счет повышения температуры в схеме возрастают токи   и . При этом растет падение напряжения на , что уменьшает напряжение смещения. Снижение напряжения смещения, в свою оче­редь, ведет к уменьшению токов эмиттера и коллектора. Чтобы исключить обратную связь по переменной составляющей, необходимо зашунтировать  большой емкостью .

Рисунок 3.2 - Схема эмиттерной стабилизации рабочей точки

Стабильность рабочей точки повышается при использовании схемы комбини­рованной стабилизации (рис.3.3), в которой объединены оба рас­смотренных способа. Коллекторная стабилизация рабочей точки в этой схеме обеспечивается за счет включения в цепь коллектора элементов развязывающего фильтра. При увеличении температуры увеличивается I _к и падение напряжения I _к R _ф. Вследствие чего уменьшается потенциал точки 1, что приводит к уменьшению напряжения смещения. Следовательно, уменьшается ток коллектора, т.е. происходит стабилизация режима работы транзистора.

Рисунок 3.3 - Схема комбинированной стабилизации рабочей точки.

Когда требуется уменьшить нестабильность тока покоя, вызы­ваемую лишь изменением температуры, используются схемы темпера­турной стабилизации (рис.3.4).

В принципиальной схеме усилителя с температурной стабилиза­цией, приведенной на рис. 3.4.а, в нижнем плече делителя устанавливается терморезистор с отрицательным температурным коэффициен­том. При повышении температуры его сопротивление падает, следо­вательно, уменьшается напряжение смещения, что вызывает уменьше­ние токов коллектора и эмиттера.

Температурная стабилизация может быть осуществлена с по­мощью полупроводниковых диодов (рис.3.4.б). С повышением темпера­туры возрастает обратный ток диода, следовательно, возрастает напряжение на сопротивлении  и уменьшается напряжение смещения, компенсируя возрастания обратного тока транзистора.

Рисунок 3.4 - Схемы температурной стабилизации:

 а – с помощью терморезистора; б – с помощью диода.

Лекция 19. Предварительные усилители напряжения (Занятие 2.1.3).

Вопросы:

1. Общие сведения о предварительных усилителях.

2. Принципиальные схемы предварительных усилителей.

3. Эквивалентная схема усилителя. Методика анализа резисторного каскада предварительного усилителя.

Вопрос 1. Общие сведения о предварительных усилителях.

Предварительные каскады усиления предназначены для усиления тока или напряжения сигнала, создаваемого источником сигнала, до величины, необходимой для подачи на вход усилителя мощности. Предварительные усилители состоят из нескольких каскадов. Для уменьшения количества каскадов предварительного усилите­ля коэффициент усиления каждого каскада желательно иметь наи­большим. Для этого в каскадах предварительного усиления ис­пользуют усилительные элементы с высоким коэффициентом усиления в режиме А. Вследствие малой амплитуды сигнала в цепях каскадов предва­рительного усиления расчет коэффициента усиления по току и по напря­жению усиливаемого сигнала производят аналити­чески с использованием эквивалентных схем и малосигнальных параметров усилительных элементов. Транзисторы в каскадах предварительного усиления обычно включают с общим эмиттером и с общим истоком, так как при работе на входную цепь следующего каскада это дает возможность получить наибольшее усиление. В каскадах предварительного усиления нахо­дят широкое применение резистивные схемы на электронных лампах, полевых и биполярных транзисторах. Редко применяются трансформа­торные схемы.

Вопрос.2. Принципиальные схемы предварительных усилителей.

В схеме на рис.2.1. цепь  служит для создания автомати­ческого смещения. Нагрузкой выходной цепи является активное соп­ротивление . Усиленное переменное напряжение на вход следующе­го каскада снимается с клемм сток-корпус. Напряжение выход­ной цепи, кроме полезной переменной составляющей, имеет также постоянную составляющую. Чтобы на вход следующего каскада переда­вать лишь переменную составляющую и не пропускать постоянную сос­тавляющую, используется разделительный конденсатор С1, который должен иметь достаточно большую емкость, чтобы переменная состав­ляющая напряжения передавалась на вход следующего каскада без за­метного ослабления.

Рисунок 2.1 - Предварительный каскад на полевом транзисторе

Сопротивление R 1 создает замыкание цепи затвора по постоян­ной составляющей. Так как ток в цепи затвора очень мал и состав­ляет доли пикоампера, то в результате затвор имеет ту же постоянную составляющую потенциала, что и корпус усилителя. Исток имеет положительный потенциал относительно корпуса вслед­ствие действия цепи автоматического смещения. Поэтому между зат­вором и истоком возникает необходимое отрицательное напряжение смещения. Сопротивление R 1 не должно быть слишком большим, но его нельзя выбирать и чересчур малым во избежание уменьшения перемен­ного напряжения вследствие шунтирования сопротивления нагрузки. Сопротивление  и конденсатор  образуют Г-образный фильтр, который называется развязывающим. При наличии фильтра переменная составляющая выходного тока i_вых(t) замыкается через  и не протекает через источник питания, так как его цепь содержит . Вместе с тем фильтр  отфильтровывает пульсации напряжения источника питания. Таким образом, фильтр  устраняет нежелательные связи различных каскадов, пи­таемых от общего источника. Для этого  и  должны иметь как можно большие величины, но величина  ограничивается допустимым падением на нем постоянного напряжения, а  ограничивается приемлемыми габаритами. Усилители на полевом транзисторе так же, как и ламповые уси­лители, имеют большое входное сопротивление , влиянием которого при анализе схем можно пренебречь. Схемы замещения для электронных ламп и полевых транзисторов в упрощенном варианте одинаковы. Ха­рактеризуются они также одинаковыми параметрами: коэффициентом усиления , крутизной S и внутренним сопротивлением . Между собой эти характеристики связаны соотношением . При дальнейшем анализе усилителей схемы этих усилителей рассмотрим параллельно/ При анализе переменных составляющих токов и напряжений пользуются эквивалентной схемой замещения. При составлении экви­валентной схемы учитывают цепи только по переменной составляющей. Эквивалентная схема одного каскада включает схему замещения вы­ходной цепи усилительного элемента, межкаскадной связи и входной цепи следующего элемента. Источник питания и элементы для подачи постоянных напряжений, как, например, сопротивление автоматичес­кого смещения , по переменной составляющей закорачиваются через блокирующие и шунтирующие емкости и в эквивалентную схему не вхо­дят. Выходная цепь замещается генератором ЭДС или тока и внутрен­ним сопротивлением. К выходным зажимам усилительного элемента подключается сопротивление нагрузки .

Вопрос.3. Эквивалентная схема усилителя.

Любой усилительный элемент может быть представлен четырехполюсником, (рис.3.1) который характеризуется системой параметров у, z и h. В нашем курсе мы будем пользоваться системой у параметров.

Рисунок 3.1 - Линейный четырехполюсник.

В этом случае четырехполюсник описывается системой уравнений:

где  - входная проводимость;

- обратная проводимость;

 - прямая проводимость (S крутизна);

 - выходная проводимость.

Таким образом, основные параметры усилительных элементов можно выразить через у - параметры четырехполюсника (рис.3.2.а).

 Входная и выходная проводимости усилительного элемента состоят из активных и реактивных составляющих:

,

Прямая проводимость определяется коэффициентом усиления БТ или крутизной проходной характеристики ПТ

.

Влиянием обратной проводимости на низких частотах пренебре­гают, и эквивалентные схемы усилительного элемента входной и вы­ходной цепей рассматривают отдельно (рис. 3.2,б и 3.2,в).

Рисунок 3.2 - Эквивалентная схема двойного усилительного элемента:

а – полная; б – выходной цепи; в – входной цепи

Свойства и характеристики усилительного каскада зависят от свойств и параметров усилительного элемента, схемы межкаскадной связи, а также от параметров нагрузки. Определение свойств и ха­рактеристик усилителя (анализ) проводят по его эквивалентной схе­ме. Эквивалентная схема одного каскада усилителя, приведенная на рис.3.3, состоит из эквивалентной схемы выходной цепи усили­тельного элемента рассматриваемого каскада, элементов схемы межкаскадной связи и эквивалентной схемы входной цепи усилительного элемента следующего каскада.

Рисунок 3.3 - Эквивалентная схема резисторного усилителя.

Полная эквивалентная схема резистивного усилителя (рис.3.3) включает в себя, кроме выходной цепи, цепочку межкаскадной связи C 1 R 1, входную цепь следующего усилительного элемента  и емкость монтажа .

В ламповых усилителях и усилителях на полевом транзисторе влиянием  можно пренебречь, так как его значение очень велико и ток по этой цепи не протекает.

Емкость выходной цепи  представляет собой межэлектродную емкость между анодом и катодом или между стоком и истоком .

Емкость монтажа  зависит от габарита выбранных элементов и составляет порядка (10¸15) пФ для ламповых усилителей и (5¸7) пФ для транзисторных. Емкость входной цепи определяется межэлек­тродными емкостями затвор-исток и затвор-сток следующим выраже­нием:

.

Если просуммируем параллельно включенные емкости ,  и , то получим общую паразитную емкость

.

Эквивалентная схема резистивного усилителя примет вид, изображенный на рис. 3.4, где R_i = R _вых.

Рисунок 3.4 - Эквивалентная схема резистивного каскада на ПТ.

Методика анализа резисторного каскада v предварительного усилителя. Анализ резисторного предварительного каскада проводится на основе эквивалентной схемы. При этом считается, что входное напряжение U_вх и тип транзистора заданы в технических условиях. Важным этапом анализа является составление эквивалентной схемы для анализируемого каскада. Этот вопрос подробно рассмотрен в предыдущем подразделе. Для упрощения анализа амплитудно-частотной характеристики разделяют на три частотных диапазона: средние, нижние и высокие частоты. По эквивалентной схеме определяют основной показатель - комплексный коэффициент усиления. К(j ), который определяется отношением комплексных значений выходного и входного напряжений: К(j )=U_вых/U_вх.

На нижних частотах основное влияние на АЧХ оказывает разделительная емкость С1. С уменьшением частоты емкостное сопротивлние, равное X _с =1/ j С, возрастает. Следовательно, увеличивается падение напряжения на этом элементе. Вследствие чего уменьшается U _вых и К(j ).

На верхних частотах сопротивление C ₀ уменьшается, увеличи­вается шунтирующее действие C ₀, уменьшаются  и коэффициент усиления. Но для качественной работы усилителя необходимо, чтобы его частотная характеристика приближалась к идеальной в области средних частот. Для этого реактивные элементы С1 и C ₀ должны быть выбра­ны так, чтобы на средних частотах сопротивление С1 и проводи­мость C ₀ были незначительными. Следовательно, эти элементы должны быть выбраны: С1 ®¥, C ₀ →0.

Лекция 20. Анализ каскада предварительного усиления (Занятие 2.1.5).

Вопросы:

1. Анализ резисторного каскада в области средних частот.

2. Анализ резисторного каскада в области высоких частот.

3. Анализ резисторного каскада в области низких частот.

Вопрос 1. Анализ резисторного каскада в области средних частот.

Методика анализа резисторного каскада предварительного усиления рассмотрено в предыдущей лекции. Для упрощения математических выкладок анализ проводится отдельно на средних, высоких и нижних частотах. Проанализируем усилительный каскад на полевом транзисторе. Для этого каскада построим полную эквивалентную схему.

В области средних частот влиянием всех емкостей мож­но пренебречь, так как сопротивление С1 близко к нулю, а сопро­тивление C ₀ бесконечно большое. Поэтому эквивалентная схема для средних частот будет иметь вид, изображенный на рис.1.1.

Рисунок 1.1 - Эквивалентная схема резисторного каскада на СЧ.

Общая проводимость параллельно включенных цепей определяется выражением:

.

Коэффициент усиления на средних частотах является вещественным и определяется:

Для полевых транзисторов справедливы следующие соотношения: , , поэтому

.

Таким образом, коэффициент усиления на средних частотах опреде­ляется произведением крутизны усилительного элемента S сопротив­ления и не зависит от частоты. Следовательно, чем больше крутизна S и сопротивление нагрузки , тем больше коэффициент усиления. Фазовый сдвиг на средних частотах равен нулю.

Вопрос 2. Анализ резисторного усилителя на высоких частотах.

В области высоких частот емкостное сопротивление 1/ jωC 1 конденсатора С1 становится еще меньше, чем в области средних частот, поэтому его можно по-прежнему заменить коротким замыка­нием. Однако в области высоких частот надо учитывать влияние ем­костей , ,С_м, так как их проводимости возрастают. Вследствие чего умень­шается емкостное сопротивление 1/ jωC _о, увеличивается шунти­рующее действие.

С учетом вышесказанного эквивалентная схема резистивного усилителя в области верхних частот примет вид, изображенный на рис.2.1

Рисунок 2.1 - Эквивалентная схема резисторного каскада в области ВЧ.

По эквивалентной схеме (рис.2.1) определим выходное нап­ряжение и комплексный коэффициент усиления

где τ _в =С₀ R - постоянная времени в области ВЧ.

Модуль коэффициента усиления на верхних частотах определяется выражением:

                                          2.1

и представляет собой частотную характеристику усилителя в области верхних частот (рис.2.2).

f

Рисунок 2.2 - АЧХ в области ВЧ при различных значениях С₀.

С увеличением частоты уменьшается, вследствие чего увеличивается шунтирующее действие. По этой причине уменьшается выходное напряжение и коэффициент усиления.

Найдем верхнюю граничную частоту усилителя, на которой мо­дуль коэффициента усиления . Следова­тельно, приравнивая (2.1.) к значению , получим:

.                   (2.2)

Из выражения (2.2) следует, что  обратно пропорционально емкости C ₀. С уменьшением С₀ увеличивается верхная граничная частота и полоса пропускания усилителя (см. рис.2.2). Для расширения полосы пропускания в область высших частот необходимо уменьшать постоянную времени . Емкость C ₀ складывается из емкостей , ,С_м и зависит от выбранного усилительного элемента. Следовательно, уменьшение постоянной времени возможно лишь за счет уменьшения . Однако это вызывает снижение коэффициента усиления  (рис.2.3).

Рисунок 2.3 - АЧХ в области ВЧ при различных значениях R_н.

Рассмотрим фазовый сдвиг, создаваемый усилителем в области верхних частот. Чтобы определить его, представим  в виде суммы вещественной и мнимой частей, для этого выражение  умножим и разделим на комплексную величину, сопряженную со знаме­нателем:

Тангенс угла фазового сдвига равен отношению мнимой части к
вещественной:

С увеличением частоты  фазовый сдвиг  асимптотически стремится к . При , имеем     ;  ,

т. е. верхней пороговой частоте соответствует фазовый сдвиг, рав­ный - 45° (см. рис.2.4.).

Рисунок 2.4 - ФЧХ в области ВЧ.

Очевидно, при этой частоте модуль емкос­тной проводимости  равен активной проводимости

Выражая  через верхнюю пороговую частоту, можно записать уравнение фазочастотной характеристики для области высоких час­тот в виде

.

Коэффициент частотных искажений на верхней граничной часто­те определяется

Если заданы  и , то можно опреде­лить необходимое значение  и рассчитать требуемое сопротивление нагрузки:

.

Таким образом, сопротивление нагрузки рассчитывается из необходимости удовлетворения основных технических условий усилите­ля в области верхних частот.

Вопрос 3. Анализ резисторного каскада в области нижних частот.

В области низких частот проводимость  незначительна, и ею можно пренебречь. Сопротивление Х_со = 1/ jωC 0 велико. Следовательно, эта цепь шунтирующего влияния не оказывает. Однако в области низких частот необходимо учитывать влияние реактивного сопротивления емкости С1, так как сопротивление Х_С1 = 1/ jωC 1 возрастает, на нем происходит падение нап­ряжения, вследствие чего уменьшается  и коэффициент усиления. Поэтому эквивалентная схема в области нижних частот примет вид, изображенный на рис. 3.1,а.

Рисунок 3.1 - Эквивалентные схемы усилителя в области НЧ: а – с генератором тока; б – с генератором ЭДС.

Для упрощения дальнейших выкладок преобразуем эквивалентную схему с гене­ратором тока в эквивалентную схему с генератором ЭДС (рис.3.1,б), где R _э = R_iR _н /(R_i + R _н), E = SU _вх R _э

Ток и напряжение в выходной цепи:

Комплексный коэффициент усиления в области низких частот соответственно определяется:

где , т.к. R_э<< R1;

Определим модуль комплексного коэффициента усиления в области низких частот

                                             (3.1)

В соответствии (3.1) построим график АЧХ на нижних частотах, рис.3.2.

Рисунок 3.2 - АЧХ в области НЧ при различных значениях разделительной емкости

Анализируя выражение (рис.3.2), приходим к выводу, что частот­ная характеристика в области низких частот определяется в основ­ном значением разделительной емкости С1.

Для нахождения нижней граничной частоты приравниваем выра­жение (3.1) к значению :

Для расширения полосы пропускания усилителя в сторону низ­ких частот необходимо увеличивать постоянную времени . Однако это ограничивается несколькими факторами. Практически постоянная времени  должна быть не больше 0,01¸0,1 сек., что не позволяет усиливать колебания с частотами ни­же нескольких герц.

Рассмотрим фазовый сдвиг , создаваемый усилителем в области низких частот. Тангенс фазового сдвига  равен отношению мнимой части к его вещественной части :

По мере понижения частоты фазовый сдвиг  (сверх ) асимп­тотически стремится к , рис.3.3.

При   имеем ,  т.е. нижней пороговой частоте соответствует фазовый сдвиг (сверх ), равный +45°. Очевидно, при этой частоте модуль емкостного сопротивления  равен активному сопротивлению .

Рисунок 3.3 - ФЧХ в области НЧ.

Выражая   через нижнюю пороговую частоту, можно записать уравнение фазочастотной характеристики для области низких частот в виде:

Зависимость фазового сдвига  от частоты, представлена на рис.3.3.

Коэффициент частотных искажений на нижней граничной частоте

.                               (3.2)

Решая выражение 3.2 относительно , получим расчетную формулу:

.

Следовательно, разделительная емкость С1 рассчитывается из необходимости удовлетворения основных технических требований к усилителю в области низких частот.

Познавательные статьи:



Организация работы процедурного кабинета

Статус республик в составе РФ

Понятие финансов, их функции и особенности

Сущность демографической политии